MOSFET的損耗主要有以下部分組成：1.通態損耗；2.導通損耗；3.關斷損耗；4.驅動損耗；5.吸收損耗；隨著模塊電源的體積減小，需要將開關頻率進一步提高，進而導致開通損耗和關斷損耗的增加，例如300kHz的驅動頻率下，開通損耗和關斷損耗的比例已經是總損耗主要部分了。
MOSFET導通與關斷過程中都會產生損耗，在這兩個轉換過程中，漏極電壓與漏極電流、柵源電壓與電荷之間的關系如圖1和圖2所示，現以導通轉換過程為例進行分析：
t0-t1區間：柵極電壓從0上升到門限電壓Uth，開關管為導通，無漏極電流通過這一區間不產生損耗；
t1-t2區間：柵極電壓達到Vth，漏極電流ID開始增加，到t2時刻達到值，但是漏源電壓保持截止時高電平不變，從圖1可以看出，此部分有VDS與ID有重疊，MOSFET功耗增大；
t2-t3區間：從t2時刻開始，漏源電壓VDS開始下降，引起密勒電容效應，使得柵極電壓不能上升而出現平臺，t2-t3時刻電荷量等于Qgd，t3時刻開始漏極電壓下降到值；此部分有VDS與ID有重疊，MOSFET功耗增大
t3-t4區間：柵極電壓從平臺上升至的驅動電壓（模塊電源一般設定為12V），上升的柵壓使導通電阻進一步減少，MOSFET進入完全導通狀態；此時損耗轉化為導通損耗。
關斷過程與導通過程相似，只不過是波形相反而已；關于MOSFET的導通損耗與關斷損耗的分析過程，有很多文獻可以參考，這里直接引用《張興柱之MOSFET分析》的總結公式如下：
備注： 為上升時間， 為開關頻率， 為下降時間，為柵極電荷，為柵極驅動電壓 為MOSFET體二極管損耗。
三、MOSFET的損耗優化方法及其利弊關系
3-1. 通過降低模塊電源的驅動頻率減少MOSFET的損耗[稍微提一下EMI問題及其解決方案]
從MOSFET的損耗分析可以看出，開關電源的驅動頻率越高，導通損耗、關斷損耗和驅動損耗會相應增大，但是高頻化可以使得模塊電源的變壓器磁芯更小，模塊的體積變得更小，所以可以通過開關頻率去優化開通損耗、關斷損耗和驅動損耗，但是高頻化卻會引起嚴重的EMI問題。金升陽DC/DC R3產品，采用跳頻控制方法，在輕負載情況下，通過降低模塊電源的開關頻率來降低驅動損耗，從而進一步提高輕負載條件下的效率，使得系統在待機工作下，更節能，進一步提高蓄電池供電系統的工作時間，并且還能夠降低EMI的輻射問題；
3-2.通過降低、來減少MOSFET的損耗
典型的小功率模塊電源（小于50Ｗ）大多采用的電路拓撲結構為反激形式，典型的控制電路如圖３所示；從MOSFET的損耗分析還可以知道：與開通損耗成正比、與關斷損耗成正比；所以可以通過減少 、來減少MOSFET的損耗，通常情況下，可以減小MOSFET的驅動電阻Rg來減少、時間，但是此優化方法卻帶來嚴重的EMI問題；以金升陽URB2405YMD-6WR3產品為例來說明此項問題：
1）URB2405YMD-6WR3采用10Ω的MOSFET驅動電阻，裸機輻射測試結果如下：
2）URB2405YMD-6WR3采用0Ω的驅動電阻，裸機輻射測試結果如下：
從兩種不同的驅動電阻測試結果來看，雖然都能夠通過EN55022的輻射騷擾度的CLASS A等級，但是采用0歐姆的驅動電阻，在水平極化方向測試結果的余量是不足3dB的，該方案設計不能被通過。
3-3.通過降低吸收電路損耗來減少損耗
在模塊電源的設計過程中，變壓器的漏感總是存在的，采用反激拓撲式結構，往往在MOSFET截止過程中，MOSFET的漏極往往存在著很大的電壓尖峰，一般情況下，MOSFET的電壓設計余量是足夠承受的，為了提高整體的電源效率，一些電源廠家是沒有增加吸收電路（吸收電路如圖3標注①RCD吸收電路和②RC吸收電路）來吸收尖峰電壓的。但是，不注意這些吸收電路的設計往往也是導致EMI設計不合格的主要原因。以金升陽URF2405P-6WR3的吸收電路（采用如圖3中的②RC吸收電路）為例：
1）驅動電阻Rg為27Ω，無RC吸收電路，輻射騷擾度測試結果如下：
2）驅動電阻為27Ω；吸收電路為電阻R和C 5.1Ω 470pF，輻射騷擾度測試結果如下：
從兩種不同的吸收電路方案測試結果來看，不采用吸收電路的方案，是不能通過EN55022輻射騷擾度的CLASS A等級，而采用吸收電路，則可以解決輻射騷擾度實驗不通過的問題，通過不同的RC組合方式可進一步降低輻射騷擾。
四、總結
MOSFET的功耗優化工作實際上是一個系統工程，部分優化方案甚至會影響EMI的特性變化。上述中，金升陽R3系列產品將節能環保的理念深入到電源的開發過程中，很好地平衡了電源整體效率與EMI特性，從而進一步優化了電源參數。將電源參數進一步優化，更能兼容客戶系統，并發揮真正的電子系統“心臟”作用，源源不斷的輸送能量。
